直流電機調速電路

作者：云南 董曉暢

附圖所示電路為永磁式直流電機調速電路。鋸齒波電壓經IC1（LM358雙運放集成電路的l/2單元）進行比較，輸出方波信號，推動VT3對開關管VT4進行控制。調節電位器RP可以改變給定電壓，從而調節輸出方波的占空比（寬度），以改變開關管的開關時間，達到調節電機速度的目的。

直流電機無級調速電路

品直流電機無級調速電路板很貴，我在維修一臺包裝機時得到一塊直流電機調速板，經測繪并制作成功，現奉獻給大家。

這塊電路板電路簡單，成本不高，制作容易，電路作簡單分析：220V交流電經變壓器T降壓，P2整流，V5穩壓得到9V直流電壓，為四運放集成芯片LM324提供工作電源。P1整流輸出是提供直流電機勵磁電源。P4整流由可控硅控制得到0－200V的直流，接電機電樞，實現電機無級調速。R1，C2是阻容元件，保護V1可控硅。R3是串在電樞電路中作電流取樣，當電機過載時，R3上電壓增大，經D1整流，C3穩壓，W1調節后進入LM324的12腳，與13腳比較從14腳輸出到1腳，觸發V7可控硅，D4 LED紅色發光管亮，6腳電壓拉高使V1可控硅不能觸發，保護電機。電機過載電流大小由W1調節。市電過零檢測，移相控制是由R5、R6降壓，P3整流，經4N35隔離得到一個脈動直流進入14腳，從8腳到5腳輸出是脈沖波，調節W2電位器即調節6腳的電壓大小，可以改變脈沖的寬度，脈沖的中心與交流電過零時刻重合，使得雙向可控硅很好地過零導通，D4是過載指示，D3是工作指示，W2是電機速度無級調節電位器。電路制作好后只要元件合格，不用調整就可使用。我從100W－1000W電機都試過，運行可靠，調節方便，性能優良。

可控硅觸發為電機調速

一般書刊介紹的大功率可控硅觸發電路都比較復雜，而且有些元件難以購買。筆者僅花幾元錢制作的觸發電路已成功觸發100A以上的可控硅模塊，用于工業淬火爐上調節380V電壓，又裝一套用于大功率鼓風機作無級調速用，效果非常好。本電路也可用作調節220V交流供電的用電器。

電路見圖。將兩只單向可控硅SCRl、SCR2反向并聯．再將控制板與本觸發電路連接，就組成了一個簡單實用的大功率無級調速電路。這個電路的獨特之處在于可控硅控制極不需外加電源，只要將負載與本電路串聯后接通電源，兩個控制極與各自的陰極之間便有5V~8V脈動直流電壓產生，調節電位器R2即可改變兩只可控硅的導通角，增大R2的阻值到一定程度,便可使兩個主可控硅阻斷，因此R2還可起開關的作用。該電路的另一個特點是兩只主可控硅交替導通，一個的正向壓降就是另一個的反向壓降，因此不存在反向擊穿問題。但當外加電壓瞬時超過阻斷電壓時，SCR1、SCR2會誤導通，導通程度由電位器R2決定。SCR3與周圍元件構成普通移相觸發電路，其原理這里從略。

SCR1、SCR2筆者選用的是封裝好的可控硅模塊(110A／1000V)，SCR3選用BTl36，即600V的雙向可控硅。本電路如用于感性負載，應增加R4，C3阻容吸收電路及壓敏電阻RV作過壓保護，防止負載斷開和接通瞬間產生很高的感應電壓損壞可控硅。

LM324四運放組成的PWM直流電機調速

PWM可以用于燈光亮度調節及直流電機的速度控制。在這里討論的電路可以為通用設備提供幾安培的驅動能力。改變一些跳線可以方便的用于12或24V的場合。這個裝置可以控制汽車尾燈的亮度，及電腦電源用的直流風扇。

(原文件名:pwm1.gif)

Parts 零件清單

U1: LM324N quad op-amp

U2: 78L12 12 volt regulator

Q1: IRF521 N channel MOSFET

D1: 1N4004 silicon diode

LED1 Red LED

C1: 0.01uF ceramic disc capacitor, 25V

C2-C5: 0.1uF ceramic disk capacitor, 50V

R1-R4: 100K 1/4W resistor

R5: 47K 1/4W resistor

R6-R7: 3.3K 1/4W resistor

R8: 2.7K 1/4W resistor

R9: 470 ohm 1/4W resistor

VR1: 10K linear potentiometer

F1: 3 Amp, 28V DC fast blow fuse

S1: toggle switch, 5 Amps

中文注釋的電路圖：

(原文件名:pwm.JPG)

(原文件名:SNAG-0045.jpg)

脈寬調制的全稱為：Pulse Width Modulator，簡稱PWM。由于它的特殊性能，常被用作直流回路中燈具調光或直流電動機調速。這里將要介紹的就是利用脈寬調制(PWM)原理制作的馬達控制器(見圖1)。有關電路已經在汽車儀表照明、車燈照明調光和計算機電源散熱風扇方面得到應用。該裝置可用于12v或24v直流電路中，兩者間只需稍做變動。它主要是通過改變輸出方波的占空比，使得負載上的平均接通時間從0-100％變化，以達到調整負載亮度/速度的目的。

技術指標：PWM頻率400Hz；PWM功率消耗1.5mA(12V電源、無負載和LED)；輸出容量3A(采用IRF521 FET)；工作電壓12V或24V。

一、PWM簡介

利用脈寬調制(PWM)方式實現調光/調速的好處是電源的能量能得到充分利用，電路的效率高。例如：當輸出為50％的方波時，脈寬調制(PWM)電路消耗的電源能量也為50％，即幾乎所有的能量都轉換為負載功率輸出。而采用常見的電阻降壓調速時，要使負載獲得電源最大輸出功率50％的功率，電源必須提供71％以上的輸出功率，這其中21％消耗在電阻的壓降及熱耗上。有時電路的轉換效率是非常重要的。

此外，采用脈寬調制(PWM)方式可以使負載在工作時得到滿電源電壓，這樣有利于克服電機內在的線圈電阻而使電機產生更大的力矩。

當然，采用脈寬調制(PWM)方式實現調光/調速也有一些不利方面，如電路構成會稍許復雜，而且有可能會產生一些射頻干擾(RFI)，要避免這個問題，在設計時可以考慮負載與控制器盡可能放在一起，以免它們之間的連線過長，必要時還可以考慮在電源處增加濾波器等方法。

二、工作原理

它主要由U1（LM324）和Q1組成。

圖1中，由U1a、U1d組成振蕩器電路，提供頻率約為400Hz的方波/三角形波。U1c產生6V的參考電壓作為振蕩器電路的虛擬地。這是為了振蕩器電路能在單電源情況下也能工作而不需要用正負雙電源。U1b這里接成比較器的形式，它的反相輸入端(6腳)接入電阻R6、R7和VR1，用來提供比較器的參考電壓。這個電壓與U1d的輸出端(14腳)的三角形波電壓進行比較。當該波形電壓高于U1b的6腳電壓．U1b的7腳輸出為高電平；反之，當該波形電壓低于U1b的6腳電壓，U1b的7腳輸出為低電平。由此我們可知，改變U1b的6腳電位使其與輸入三角形波電壓進行比較。就可增加或減小輸出方波的寬度，實現脈寬調制(PWM)。電阻R6、R7用于控制VR1的結束點，保證在調節VR1時可以實現輸出為全開(全速或全亮)或全關(停轉或全滅)，其實際的阻值可能會根據實際電路不同有所改變。

圖1中，Q1為N溝道場效應管，這里用作功率開關管(電流放大)，來驅動負載部分。前面電路提供的不同寬度的方波信號通過柵極(G)來控制Q1的通斷。LED1的亮度變化可以用來指示電路輸出的脈沖寬度。C3可以改善電路輸出波形和減輕電路的射頻干擾(RFI)。D1是用來防止電機的反電動勢損壞Q1。

當使用24v的電源電壓時，圖1電路通過U2將24V轉換成12V供控制電路使用。而Q1可以直接在21v電源上，對于Q1來講這與接在12v電源上沒有什么區別。參考圖1，改變J1、J2的接法可使電路工作在不同電源電壓(12V或24V)下。當通過Q1的電流不超過1A時，Q1可不用散熱器。但如果Q1工作時電流超過1A時，需加裝散熱器。如果需要更大的電流（大于3A），可采用IRFZ34N等替換Q1。

TL494直流馬達PWM調速電路

TL494直流馬達PWM調速電路，電路很簡單，接線不錯不用調試就可以正常工作

NE555風扇周波調速電路

夏天要來了，電風扇又得派上用場。這里介紹一個電風扇模擬陣風周波調速電路，可以為將我們家里的老式風扇增加一個實用功能，也算是一個迎接夏天到來的準備吧。下面介紹其工作原理。

電路見圖1a。電路中NE555接成占空比可調的方波發生器，調節RW可改變占空比。在NE555的3腳輸出高電平期間，過零通斷型光電耦合器MOC3061初級得到約10mA正向工作電流，使內部硅化鎵紅外線發射二極管發射紅外光，將過零檢測器中光敏雙向開關于市電過零時導通，接通電風扇電機電源，風扇運轉送風。在NE555的3腳輸出低電平期間，雙向開關關斷，風扇停轉。

MOC3061本身具有一定驅動能力，可不加功率驅動元件而直接利用MOC3061的內部雙向開關來控制電風扇電機的運轉。RW為占空比調節電位器，亦即電風扇單位時間內（本電路數據約為20秒）送風時間的調節，改變C2的取值或RW的取值可改變控制周期。

圖1b電路為MOC3061的典型功率擴展電路，在控制功率較大的電機時，應考慮使用功率擴展電路。制作時，可參考圖示參數選擇器件。由于電源采用電容壓降方式，請自制時注意安全，人體不能直接觸摸電路板。

可控硅電機調速電路

本文介紹一種簡易電機調速電路，不用機械齒輪轉化來變速，改善了機械設備使用的效率。

此簡易電子調速電路適用于220V市電的單相電動機，電機額定電流在6.5A以內，功率在1kW左右，適用于家庭電風扇、吊扇電機及其它單相電機，若電路加以修改，則可作調光、電磁振動調壓、電風扇溫度自動變速器等用途。其電路如圖1所示。

硅二極管VD1~VD4構成一個橋式全波整流電路，電橋與電機串聯在電路中，電橋對可控硅VS提供全波整流電壓。當VS接通時，電橋呈現本電機串聯的低阻電路。當圖1中A點為負半周時，電流經電機、VD1、VS、R1、VD3構成回路，當B 點為正半周時電流經VD2、VS、R1、VD4、電機M構成回路，電機端得到的是交變電流。電機兩端的電壓大小主要決定于可控硅VS的導通程度，只要改變可控硅的導通角，就可以改變VS的壓降，電機兩端的電壓也變化，達到調壓調速的目的，電機端電壓Um=U1-UVD1-Uvs-UR1-UVD3，上式中，UVD1、UVD3的壓降均很小，而反饋UR1也不大，故電機端電壓就簡化為Um=U1-Uvs。

可控硅VS的觸發脈沖靠一只簡單的單結晶體管VS電路產生，電容器C2通過電阻R4、R5充電到穩壓管DW的穩定電壓UZ，當C2充電到單結晶體管的峰點電壓時，單結晶體管就觸發，輸出脈沖而使可控硅導通。在單結晶體管發射極電壓充分衰減后，單結晶體管就斷開，VS一經接通，那么a、b兩點之間的電壓就下降到穩壓管DW的穩定電壓UZ以下，電容器C2再充電就依賴于點a到b點間的電壓，因穩壓管的電壓已經降低到它的導通區域以外，點a到b點的電壓取決于電動機的電流、R1和VS導通時的電壓降。這樣，當VS 導通時，電容器C2的充電電流取決于電動機的電流，在這種情況下便得到了反饋，這就使得電動機在低速時轉矩所受損失的問題得到補救。

反饋電阻R1的數值經過實驗得出，因此，VS在導通周期的時間內，電容C2便不能充電到足以再對單結晶體管觸發的高壓，然而，電容C2會充電到電動機電流所決定的某一數值。如果在某一導通周期電動機的電流增加，則C2上的電壓也增加，故在下一周期開始時，C2就不需那么長的時間才能充電到單晶體的峰點電壓。這種情況下，觸發角就被減少了（導通角更大），加到電機上的方根電壓就成比例增加，致使有效轉矩增加。二極管VD5和電容器C1防止在導通期中由于觸發單結晶體所造成的反饋，反饋電阻R1的取值具體如附表所示。

R2為限流電阻，它應保證穩定DW1 在穩壓范圍，穩定電流在10~20mA 左右，它并保證了脈沖移相角，當R2增大，移相角減小，電機兩端的電壓調節范圍減少。

R4應保證電機兩端電壓的上限值，當R4增大時，輸出到電機的電壓上限下降。

R3是作單結晶體管溫度補償之用，當R3增大時，溫度特性就要好一些，本電路也適用于可逆電機調速之用，負載端電壓調節范圍從35~215V連續可調。若負載為電機或電磁振動線圈，它不要求對轉矩進行補償，則電路可以進一步簡化，電路如圖2所示，其工作原理同圖1，輸出電壓主調節范圍是35~215V，R1的作用是保證VS輸出脈沖的幅度，R1增大，則輸出脈沖也增加，若作調光，則可將負載改作燈泡即可。

若負載電壓最大值不需要很高，則可將橋式整流電路改為半波整流，其輸出至負載的電壓調節范圍為30～100V，其工作原理同前。電原理圖如圖3所示。風扇調速電路如圖4所示，電路采用了熱敏電阻，當環境溫度上升或下降時，其電阻值發生變化，導致VT2的不斷變化，使可控硅導通角前后移動，改變電扇兩端的電壓，風扇電機的轉速即隨之變化。當環境溫度上升時，電風扇轉速高，反之則低。

選用元件時，二極管VD1~VD4耐壓要高于400V，額定電流大于0.4A；可控硅VS耐壓大于500V，額定電流為1A；單結晶體管BT35分壓比η大于0.5；三極管3CG14的β大于80。

電路裝好后，把風扇接在電路中，調整RP使風扇正好停轉，然后用一把電烙鐵靠近熱敏電阻，熱敏電阻變高時，風扇轉速變快。電烙鐵離開熱敏電阻，溫度降低，轉速應變慢，工作時RP應調到適當位置。

過零調功（可用于風扇調速電熱毯調溫等）

本文介紹的這種過零調功電路雖然簡單，卻能可靠的工作。它適合于各類電熱器具的調功，串激式電機的調功等。可供電氣工作人員參考。

該裝置的電路工作原理如圖1所示，它是由電源電路、交流電過零檢測電路、十進制計數器/脈沖分配器及雙向可控硅等組成。220V市電經電源變壓器T降壓后，由二極管VD1、VD2構成的全波整流電路整流，由C濾波后供給整機電路工作。經二極管VD3、VD4全波整流后，得到的脈動直流電壓經R1后加到運算放大器IC1的反相輸入端。當脈動電壓過零（也就是交流電壓過零）時，IC1便出現過零脈沖。

IC2用于對過零脈沖進行計數和脈沖分配，從而產生可控硅觸發信號。S是功率調節開關，通過S改變IC2計數方式來調節交流負載的功率。例如，當S位于“3”檔時，IC2進行四進制計數，每輸入4個過零脈沖僅產生2個觸發脈沖去觸發雙向可控硅導通，因而該檔為半功率檔。圖中給出了4檔，由于IC2具有10個輸出端，將這些輸出端適當的組合，就可以獲得不同的功率檔。VT接成一個大電流開關，可對不同通流量的可控硅VS進行大電流觸發，從而使之可靠地工作。

其中IC1采用通用運算放大器集成電路（如LM324N、T1082等）。IC2采用CD4O17。VT采用3DK4或其它中功率開關三極管均可，β≥100。VS應根據負載的電流來選擇，其耐壓不低于600V，感性負載其耐壓值還可提高。T采用2～3W的電源變壓器，次級電壓力9V。S為調功選擇開關，可選用瓷質波段開關。其它元器件無特殊要求，可按圖示數值選用。

TL494直流電機調速電路

下圖為使用TL494搭建的PWM直流電機調速電路.電路看起來復雜些,使用兩只場效應管并聯驅動輸出,可驅動功率較大的電機.

CD40106直流馬達轉速控制器

對于一個5V脈沖列來說，占空比0％的脈沖，其平均直流電壓為0；25％占空比脈沖列的平均直流電壓為1.25V；50％占空比的為2.5v。如果占空比為75％．則平均直流電壓為3.75v…．以此類推。任何脈沖列的最大占空比可以是100％，這相當于直流波形。所以通過改變脈沖列的脈沖寬度，就可以改變直流馬達的平均直流電壓和轉速。

附圖是用于磁帶錄音機和玩具中的小型直流馬達轉速控制的電路圖。圖中反相器N1連接成多諧振蕩器，其頻率或周期固定，但占空比可變。用可變電阻VR1改變脈沖寬度。反相器N2就單純作為緩沖器，驅動器在正半周時驅動晶體管T1。因此直流驅動脈沖的平均幅度或馬達M的轉速就與VR1中心觸片的設定位置成正比關系。電容C2可以使電路工作穩定。

通過改變VR1，占空比可以從0％變到100％，馬達轉速也就可從“停止”狀態平穩、連續地變到“全速”狀態。二極管D1和D2可使定時電容C1在充電和放電期間有不同的定時電阻值。

脈沖列的脈沖周期或休止周期可從下式近似算出：脈沖周期或休止周期(秒)=0.4×C1(法拉)×VR1(Ω)。固定的頻率由下式給出：頻率=2.466／(VR1×C1)=250Hz．式中VR1=100kΩ，C1=0.1uF。

如果采用不同的VR1和C1.則建議VR1應大于50kΩ，但小于2MΩ；C1應大于100pF，但小于1uF。