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摘 要:
 圖7～圖11是產品數據手冊里給出的THD失真率曲線的一部分。LM1875總共有兩張圖，LM4766有4張，LM3866最詳細，有12張（這里只列出開頭兩張），TDA7293有兩張，TDA7294有4張（這里只列出開頭兩張）。在讀這些圖時要注意以下幾點： （1）、THD與THD N是不同的，THD N是包含了噪聲的，所以THD N總是偏大，含金量更高一些。 （2）測試時加不加濾波器對測試結果有明顯影響，加了濾波器限制帶寬以后，失真率會減小，帶寬越小，失真率也越小，參考價值也越小。圖中標注No Filters就是沒有限制信號帶寬，標注BW<80kHz，說明測試儀器限制信號帶寬是80kHz，即功放的20 kHz的4次以上，16 kHz的5次以上等諧波都沒有計算進去，失真率自然就小一些。不標明測試帶寬的圖，一定要用懷疑的眼光去看，寧可信其有，不可信其無。 從這些圖中我們可以得到以下信息。 （1）這些芯片中，大功率下失真最小的是LM3886，50W功率下20 kHz失真率不到十萬分之二多點，相比之下，TDA7293雖然在300Hz左右時最低失真率與LM3886一樣都是十萬分之二多點，但隨后失真率上升比LM3886快，到20 kHz時已經是萬分之五，數倍于LM3886。 （2）TDA7293/TDA7294的高頻（比如20 kHz）失真率從3W左右開始就隨功率增大而增大，說明高頻的諧波增加速度大于基頻的增加速度，這真是讓人失望。而LM3886的20 kHz失真率走到30W以上才開始增加。 （3）從數據手冊上看，LM4766的內部電路與LM3886可謂大同小異，失真特性也幾乎一模一樣。LM1875的內部電路大不一樣，失真特性也大不一樣。LM1875的失真率數值雖然比LM4766、LM3886都大，但在100Hz～10kHz這段人耳最敏感的區間內幾乎是不變的。而LM4766、LM3886的失真率從300Hz最低點開始就直線上升，到20kHz時已經增大了8倍左右。很多人都說LM1875是最好聽的功率IC，原因可能就在于此。 （4）常用的聆聽功率在1～10W之間，這個范圍辦LM3886、TDA7293、TDA7294的失真率看起來都差不多，LM3886只是略小一點，但在LM3866的數據是THD N，這里包含了噪聲。由于越是小功率的時候噪聲的影響越大，因此實際的失真率還是LM3886明顯低于TDA7293和TDA7294。 3、壓擺率與功率帶寬 壓擺率在英文里這Slew Rate，簡稱SR。壓擺率也稱轉換速率。其單位是V/us，它反映的是放大器對信號變化速度的反應能力，信號幅度越大，信號頻率越高，要求放大器的SR也越大，如圖12所示。三者之間的關系為Imax=SR/(2PAI*Um)，其中Um是最大輸出電壓。對于功率放大器來說，fmax就是功率帶寬，輸出電壓越高，功率帶寬越窄。如TDA7293的數據手冊里面沒有功率帶寬的數據，我們可以根據SR公式來推算功率帶寬。根據數據手冊里TDA7293的推薦電壓是±40V，SR=10V/uS，不考慮輸出管壓降，它的最大滿功率頻率（功率帶寬）就等于10*10的6次方/（6.28*40）=39.8 kHz。 降低工作電壓可以提高功率帶寬，但同時也降低了最大輸出功率。為了不降低最大輸出功率或者提高功率帶寬，可以采用BTL電路，每塊芯片只負責一半的輸出電壓，同樣輸出功率下，功率帶寬翻倍。#p#分頁標題#e# 壓擺高意味著大功率輸出時有較小的高頻失真，這幾個芯片中LM3886具有最大的壓擺率。 SR公式還可以幫助我們驗算數據手冊中的功率帶寬數據有沒有水份。比如。LM4766有個輸出電壓擺幅與輸出信號頻率關系曲線（如圖13所示）。可以看到，LM4766的功率帶寬有90 kHz以上，但用SR公式計算得到的功率帶寬是71 kHz，再從圖13中左下角的說明，THD<10%。其原因就在于此，90 kHz時輸出20V電壓已經嚴重失真了，這個曲線有水份。 4、 電源抑制比 該數據的意思是對電源波動的抑制能力，數值越高越好。這個參數恐怕不大引人注意，也很少有人提到它，實際上這個參數很大程度上影響到了器件的表現。數據手冊里面單獨列出的數據一般是100 Hz時正電源的電源抑制比，100 Hz時的電源抑制比看起來很高，所以即使用最簡單的整流電源，芯片的輸出端也不會有交流聲出現。不過電源抑制比（特別是負電源抑制比）從芯片極點頻率（幾十Hz）開始隨著頻率升高程6dB的斜率降低，因此電源中的高頻噪聲會串入到輸出端，造成聽感變壞。加上功率IC是大電流元件，電源回路很小的阻抗就能帶來比較大的電壓變化，所以電源的退耦、布線就變得非常重要了。這也是為什么更換電源的濾波電容、退耦電容能明顯改變聲音的原因。 從表1中可以看出國半的芯片都具有很高的電源抑制比，而ST的TDA7293、TDA7294只有可憐的75dB，比LM3886低了45dB，相當于差200倍。這也是可以解釋TDA7293、TDA7294高頻失真為什么比較高的原因。 由于負電源的抑制比相比正電源差得多，如圖14所示，因此單電源的OTL電路往往會給人意外的驚喜。這是因為負電源成了地線，負電源的變化被取消了，而正電源的抑制比在很大的頻率范圍內保持很高，電源的雜音比 很好的抑制了的原故。圖15是LM4766的單電源標準圖。 5、 輸出電流 大家都知道功放的輸出電流能力非常重要，因為音箱是一個復雜的負載，標稱8歐姆的音箱，最低阻抗可能低至4歐姆甚至更低。推這樣的音箱，輸出電流小的功放就會腳軟，通常表現為低頻下潛差，量感少或者量感多卻發混。在輸出電流能力上，大多數IC放大器與分立元件功放確實有距離。單個大功率管的最大可輸出電流一般在10A，而LM1875和LM4766僅能輸出4A。TDA7293和TDA7294的6.5A輸出電流還算可以，推歐姆的音箱還能勝任。LM3886是個例外，10A的電流輸出能力與分立元件功放的大功率管相當，推薦電壓（±28V）下驅動4歐姆的音箱也足夠了，只有一些特別大食的音箱才會難倒它。 好在這些IC的價格很低，比一對大功率管的價格還低，我們可以采用多片關聯的方式來成倍提高輸出電流能力。比如JeffRowland采用LM3886的功放，就是3片關聯的BTL電路，每聲道6片，可以把4歐姆的大食音箱推得服服帖帖。 TDA7293更是內置了多片關聯功能，可以直接多片關聯而不需要均流電阻。詳見后文功率IC的并聯。 6、 開環增益、單位增益帶寬 在數據手冊里寫明的開環增益是直流開環增益。開環增益是在低于極點頻率時大致保持平直，在極點頻率下降3dB，然后隨著頻率增加經每倍頻程-6 dB的斜率下降。增益下降到0 dB時候的頻率就是單位增益帶寬。 開環增益與極點頻率有關，但廠商不會明確告訴你極點頻率是多少Hz。不過我們可以通過開環增益與單位增益帶寬來推算出極點頻率，計算方法很簡單。其公式為 極點頻率=單位增益帶寬/開環增益 根據表1數據可以推算出LM4766的極點頻率為14 Hz，LM1875的極點頻率為174 Hz。 圖16和圖17分別是LM4766和LM1875的開環增益和相移曲線。看到了嗎？LM4766與LM3886的曲線幾乎一模一樣，因為其內部電路基本是一樣的。 LM1875數據手冊里面的開環增益圖很奇怪，是單位增益附近的增益相位圖，應該是廠商想讓大家看得更清楚一些閉環后LM1875的相位裕量，如圖18所示。可以看到，如果把LM1875接成跟隨器，相位裕是不是為0，這是不穩定的，所以LM1875的數據手冊中特別注明LM1875的放大倍數不能小于10倍（20dB）。LM4776與LM3886的相位裕量略小于LM875，數據手冊里推薦的放大倍數為20倍。筆者試過LM3886用于10倍放大，仍然是穩定的。 TDA7293與TDA7294的數據手冊里面沒有開環增益曲線，邊單位增益帶寬數據也沒有，顯然廠商不想讓大家看到這個曲線，因為有了單位增益帶寬與開環增益，我們可以通過極點頻率計算公式來算出極點頻率，繼而復原出開環增益曲線。對于這樣一個重要的參數，廠商避而不談，這意味著什么？ 一般認為較高的開環增益，閉環后餅反饋較深，有助于降低閉環失真。因為隨著頻率升高，開環增益歸結為小了，因此借負反饋低失真的會很好。這也是TDA7293與TDA7294的高頻失真比較大的又一個原因。 7、 輸入偏流、輸入失調電壓、輸入失調電流 對音頻功率放大器來說，這幾個參數最主要影響的是靜態中點偏移電壓。如果負反饋回路上有直流負反饋電容，那么可以不關心這幾個參數。LM1875數據手冊里面就沒有這幾個參數。這幾個芯片的標準電路都含有直流負反饋電容。不過，這個電容對音質的負面影響是明顯的，短路這些電容就變成了一個直流放大器，音質會明顯提高。要是你想做一個直流放大器的話，就必須考慮這幾個參數的影響，一般來說要注意以下兩點： （1）輸入偏置電阻越小則放大倍數越小，中點偏移也越小。但輸入偏置電阻不能無限小，對于同相放大電路來說，輸入偏置電阻決定了輸入阻抗，因此一般不能低于10k，放大倍數也不能隨意減小，不然會造成寄生振蕩甚至自激。詳見后面的應用注意事項。 （2）選擇合適的電阻使得正負輸入端阻抗相等可以得到較小的中點偏移，并且溫漂也較小，如圖19中取R1=R4=1k，R2=R3=20k，這個直流放大電路的中點偏移不會大于50mV。 如果要求中點偏移很低，比如多芯片并聯，那么要加上圖20的調零電路。 三、應用注意事項 1、標準電路 所謂的標準電路就是數據手冊上提供的電路。按照標準電路制作，用料不差的話聲音也過得去。圖21～圖25就是這幾個IC的標準電路。 TDA7293和TDA7294的標準電路里面的靜音與待機開關是分開的這使實際應用中比較麻煩，因為這兩個芯片的的靜音與待機信號是有先后順序要求的。不僅是這兩個信號，對電源也是有要求的。數據手冊中給出了各個信號的順序圖，如圖26所示，但未注明如果不按照這樣的順序會有什么結果。從用戶反饋的信息可以肯定順序出錯的話會導致芯片燒毀。 TDA7293、TDA7294的數據手冊里另外給出了一個用開關控制待機、靜音信號的電路，保證了待機、靜音信號的順序正確，建議大家采用這個電路，如圖27所示。 TDA7293、TDA7294還有一點未在手冊中提及，不注意的話會燒毀芯片。我們看到，TDA7293、TDA7294的電壓放大級供電線路腳與輸出級供電腳是分開的，因此有人嘗試在輸出級與電壓放大級之間加一個RC濾波，期待獲得更好的音質，但結果總是一開機就燒毀芯片。這是因為TDA7293、TDA7294要求電壓放大級的供電電壓大于電壓，但在任何時候都不能低于輸出級，當加了RC濾波后開機瞬間，電壓放大級電壓低于輸出級電壓，必然燒毀芯片。 #p#分頁標題#e#
2、最小放大倍數與最合適放大倍數 前面提到放大倍數越小，負反饋越深，頻響越寬，但也越不穩定。這幾個功率放大芯片的相位裕量都不大，因此放大倍數不能很小。LM1875、TDA7293、TDA7294的數據手冊里面都提到了最小放大倍數，LM1875是10倍，TDA7293、TDA7294是20倍。LM4766和LM3886雖然沒提到最小放大倍數，但數據手冊里面的標準電路和默認測試條件都是20倍（反饋電阻是20K/1K）放大。LM1875同樣是20倍，TDA7293、TDA7294是32倍（22K/680），筆者稱之為最合適的放大倍數。除特殊要求外，我們應該使用最合適的放大倍數，這樣會得到最佳效果。 3、 功率IC的并聯 前面提到單個IC芯片的最大輸出電流往往不能滿足要求，需要多個芯片并聯來提高電流輸出能力。多芯片并聯不僅能提高最大輸出電流，還能減輕每個芯片的負擔(相當于負載阻抗增大了)、發熱量降低、音質也會得到改善，好處多多。 當多個芯片并聯運行時，要注意以下幾個方面。 （1）每個芯片的輸出端要要串聯一個均流電阻（1%精度的0.1歐姆大功率電阻）后才能接在一起，不然會導致某個芯片過熱，自激，甚至燒毀，如圖28所示。 （2）決定放大倍數的兩個反饋電阻需要用0.1%的高精度電阻。 （3）各個芯片的中點偏移相關不要超過5mV，可以采用直流負反饋電容、直流伺服、調零電路等辦法達到要求。 在這幾個芯片中，TDA7293是內置多芯片并聯的，多塊芯片的并聯非常簡單，與剛才講到的并聯方法不一樣，輸出端可以直接并聯，不需要均流電阻，如圖29所示。TDA7293內部分為電壓放大級與電流輸出級，并聯運行時，一塊芯片接成主芯片，由它完成電壓放大功能，其余芯片接成從芯片，電壓放大部分不工作。電流輸出級和主芯片并聯在一起，由主芯片電壓放大級推動，因此不需要高精度的電阻，也無考慮中點偏移一對致性問題。
4、 散熱 這些芯片都內置了SOA保護電路，溫度升高時，保護電路會限制輸出管的電流，溫度越高，輸出電流越小，把功耗控制在管子的安全區域內。很明顯，如果散熱不佳的話，輸出電流會變得很小，聲音變差，甚至出現聲音突然中止。 LM1875的管芯到外殼的熱阻為2攝氏度/W，其余芯片的管芯到外殼的熱阻為1攝氏度/W，，保護電路檢測到芯片溫度升高到150攝氏度時會使芯片停止工作。 熱阻和管芯極限工作溫度決定了最大允許功耗，從表3中可看出，除LM1875外，LM4766、LM3886、TDA7293、TDA7294的最大允許功耗其實是一樣的。由于LM4766內含兩個聲道，單個聲道的最大功耗是一半。我們知道甲乙類電路最大功耗的Pmax=Us平方/（2PAI平方*Rl） Pq，其中的Us為電源電壓，Pq為靜態功耗。由于靜態電流相差不大，那么根據公式，對于相同負載（LM4766是雙聲道芯片，計算最大功耗時要將負載阻抗除以2），極限連續工作電壓也是一樣的。也就是說，這些芯片的最大連續輸出功率其實沒什么區別，換句話說是芯片的封裝形式決定了芯片的最大輸出功率。最明顯的證據就是國半的LM4766和LM4780，兩者都是雙聲道芯片，幾個問題結構相同，LM4766與LM3866封裝相接近，每聲道最大輸出功率大大小于LM3886，而LM4780采用了巨大的27腳封裝，使和它每個聲道都能輸出接近LM3886的功率。#p#分頁標題#e# 要想提高最大連續輸出功率，唯一的出路就是并聯，這是與高電壓供電的分立元件功放末級大功率管必須并聯的道理是一樣的。 對于HIFI來說，文中提到的取消反饋電容，改成直流放大器后音質能明顯提升 (責任編輯：admin) |
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來自： 粟山老貨 > 《lm1875與lm4766 lm3886》
